В основу большинства автомобильных и сетевых преобразователей напряжения положен специализированный контроллер TL494 и поскольку он главный, было бы не справедливо вкратце не рассказать о принципе его работы.
Контрллер TL494 представляет из себя пластиковый корпус DIP16 (есть варианты и в планарном корпусе, но в данных конструкциях он не используется). Функциональная схема контроллера приведена на рис.1.
Рисунок 1 — Структурная схема микросхемы TL494.
Как видно из рисунка у микросхемы TL494 очень развиты цепи управления, что позволяет на ее базе строить преобразователи практически под любые требования, но вначале несколько слов о функциональных узлах контроллера.
Цепи ИОНа и защиты от недонапряжения питания. Схема включается при достижении питанием порога 5.5..7.0 В (типовое значение 6.4В). До этого момента внутренние шины контроля запрещают работу генератора и логической части схемы. Ток холостого хода при напряжении питания +15В (выходные транзисторы отключены) не более 10 мА. ИОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабилизация по выходу не хуже +/- 25мВ) обеспечивает вытекающий ток до 10 мА. Умощнять ИОН можно только используя npn-эмиттерный повторитель (см TI стр. 19-20), но на выходе такого «стабилизатора» напряжение будет сильно зависеть от тока нагрузки.
Генератор вырабатывает на времязадающем конденсаторе Сt (вывод 5) пилообразное напряжение 0..+3.0В (амплитуда задана ИОНом) для TL494 Texas Instruments и 0…+2.8В для TL494 Motorola (чего же ждать от других?), соответственно для TI F=1.0/(RtCt), для Моторолы F=1.1/(RtCt).
Допустимы рабочие частоты от 1 до 300 кГц, при этом рекомендованный диапазон Rt = 1…500кОм, Ct=470пФ…10мкФ. При этом типовой температурный дрейф частоты составляет (естественно без учета дрейфа навесных компонентов) +/-3%, а уход частоты в зависимости от напряжения питания — в пределах 0.1% во всем допустимом диапазоне.
Для дистанционного выключения генератора можно внешним ключом замкнуть вход Rt (6) на выход ИОНа, или — замкнуть Ct на землю. Разумеется, сопротивление утечки разомкнутого ключа должно учитываться при выборе Rt, Ct.
Вход контроля фазы покоя (скважности) через компаратор фазы покоя задает необходимую минимальную паузу между импульсами в плечах схемы. Это необходимо как для недопущения сквозного тока в силовых каскадах за пределами ИС, так и для стабильной работы триггера — время переключения цифровой части TL494 составляет 200 нс. Выходной сигнал разрешен тогда, когда пила на Cт превышает напряжение на управляющем входе 4 (DT). На тактовых частотах до 150 кГц при нулевом управляющем напряжении фаза покоя = 3% периода (эквивалентное смещение управляющего сигнала 100..120 мВ), на больших частотах встроенная коррекция расширяет фазу покоя до 200..300 нс.
Используя цепь входа DT, можно задавать фиксированную фазу покоя (R-R делитель), режим мягкого старта (R-C), дистанционное выключение (ключ), а также использовать DT как линейный управляющий вход. Входная цепь собрана на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой, поэтому следует избегать высокоомных резисторов (не более 100 кОм). На TI, стр. 23 приведен пример защиты от перенапряжения с использованием 3-выводного стабилитрона TL430 (431).
Усилители ошибки — фактически, операционные усилители с Ку=70..95дБ по постоянному напряжению (60 дБ для ранних серий), Ку=1 на 350 кГц. Входные цепи собраны на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой для ОУ, напряжение смещения тоже (до 10мВ) поэтому следует избегать высокоомных резисторов в управляющих цепях (не более 100 кОм). Зато благодаря использованию pnp-входов диапазон входных напряжений — от -0.3В до Vпитания-2В
При использовании RC частотнозависимой ОС следует помнить, что выход усилителей — фактически однотактный (последовательный диод!), так что заряжать емкость (вверх) он зарядит, а вниз — разряжать будет долго. Напряжение на этом выходе находится в пределах 0..+3.5В (чуть больше размаха генератора), далее коэффициент напряжения резко падает и примерно при 4.5В на выходе усилители насыщаются. Аналогично, следует избегать низкоомных резисторов в цепи выхода усилителей (петли ОС).
Усилители не предназначены для работы в пределах одного такта рабочей частоты. При задержке распространения сигнала внутри усилителя в 400 нс они для этого слишком медленные, да и логика управления триггером не позволяет (возникали бы побочные импульсы на выходе). В реальных схемах ПН частота среза цепи ОС выбирается порядка 200-10000 Гц.
Триггер и логика управления выходами — При напряжении питания не менее 7В, если напряжение пилы на генераторе больше чем на управляющем входе DT, и если напряжение пилы больше чем на любом из усилителей ошибки (с учетом встроенных порогов и смещений) — разрешается выход схемы. При сбросе генератора из максимума в ноль — выходы отключаются. Триггер с парафазным выходом делит частоту надвое. При логическом 0 на входе 13 (режим выхода) фазы триггера объединяются по ИЛИ и подаются одновременно на оба выхода, при логической 1 — подаются парафазно на каждый выход порознь.
Выходные транзисторы — npn Дарлингтоны со встроенной тепловой защитой (но без защиты по току). Таким образом, минимальное падение напряжение между коллектором (как правило замкнутым на плюсовую шину) и эмитттером (на нагрузке) — 1.5В (типовое при 200 мА), а в схеме с общим эмиттером — чуть лучше, 1.1 В типовое. Предельный выходной ток (при одном открытом транзисторе) ограничен 500 мА, предельная мощность на весь кристалл — 1Вт.
Импульсные блоки питания постепенно вытесняют своих традиционных сородичей и в звукотехнике, поскольку и экономически и габаритно выглядят заметно привлекательней. Тот же фактор, что импульсные блоки питания вносят свою не малую лепку искажения усилителя, а именно появления дополнительных призвуковуже теряет свою актуальность в основном по двух причинам — современная элементная база позволяет конструировать преобразователи с частотой преобразования значительно выше 40 кГц, следовательно вносимые источником питания модуляции питания будут находиться уже в ультразвуке. Кроме этого более высокую частоту по питанию гораздо легче отфильтровать и использование двух Г-образных LC фильтров по цепям питания уже достаточно сглаживают пульсации на этих частотах.
Конечно же есть и ложка дегтя в этой бочке меда — разница в цене между типовым источником питания для усилителя мощности и импульсным становиться более заметной при увеличении мощности этого блока, т.е. чем мощней блок питания, тем больше он выгодней по отношению к своему типовому аналогу.
И это еще не все. Используя импульсные источники питания необходимо придерживаться правил монтажа высокочастотных устройств, а именно использование дополнительных экранов, подачи на теплоотводы силовой части общего провода, а так же правильной разводке земли и подключения экранирующих оплеток и проводников.
После небольшого лирического отступления об особеностях импульсных блоков питания для усилителей мощности собсвенно принципиальная схема источника питания на 400Вт:
 |
Рисунок 1. Принципиальная схема импульсного блока питания для усилителей мощности до 400 Вт
УВЕЛИЧИТЬ В ХОРОШЕМ КАЧЕСТВЕ
Управляющим контроллером в данном блоке питания служит TL494. Разумеется, что есть и более современные микросхемы для выполнения этой задачи, однако мы используем именно этот контроллер по двум причинам — его ОЧЕНЬ легко приобрести. Довольно продолжительное время в изготавливаемых блоках питания использовались TL494 фирмы Texas Instruments проблем по качеству обнаружено не было. Усилитель ошибки охвачен ООС, позволяющей добиться довольно большого коф. стабилизации (отношение резисторов R4 и R6).
После контроллера TL494 стоит полумостовой драйвер IR2110, который собственно и управляет затворами силовых транзисторов. Исполльзование драйвера позволило отказаться от согласующего трансформатора, широко используемого в комьютерных блоках питания. Драйвер IR2110 нагружен на затворы через ускоряющие закрытие полевиков цепочки R24-VD4 и R25-VD5.
Силовые ключи VT2 и VT3 работают на первичную обмотки силового трансформатора. Средняя точка, необходимая для получения переменного напряжения в первичной обмотке трансформатора формируется элементами R30-C26 и R31-C27.
Несколько слов об алгоритме работы импульсного блока питания на TL494:
В момент подачи сетевого напряжения 220 В емкости фильтров первичного питания С15 и С16 заражаются через резисторы R8 и R11, что не позволяет перегрузиться диолному мосту VD током короткого замыканияполностью разряженных С15 и С16. Одновременно происходит зарядка конденсаторов С1, С3, С6, С19 через линейку резисторов R16, R18, R20 и R22, стабилизатор 7815 и резистор R21.
Как только величина напряжения на конденсаторе С6 достигнет 12 В стабилитрон VD1 «пробивается» и через него начинает течть ток заряжая конденсатор C18 и как только на плюсовом выводе этого конденсатора будет достигнута величина достаточная для открытия тиристора VS2 он откроется. Это повлечет включение реле К1, которое своими кнтактами зашунтирует токоограничивающие резисторы R8 и R11.Кроме этого открывшийся тиристор VS2 откроет транзистор VT1 и на контроллер TL494 и полумостовой драйвер IR2110. Контроллер начнет режим мягкого старта, длительность которого зависит от номиналов R7 и C13.
Во время мягкого старта длительность импульсов, открывающих силовые транзисторы увеличиваются постепенно, тем самым постепенно заряжая конденсаторы вторичного питания и ограничивая ток через выпрямительные диоды. Длительность увеличивается до тех пор, пока величина вторичного питания не станет достаточной для открытия светодиода оптрона IC1. Как только яркость светодиода оптрона станет достаточной для открытия транзистора длительность импульсов перестанет увеличиваться (рисунок 2).
Рисунок 2. Режим мягкого старта.
Тут следует отметить, что длительность мягкого старта ограничена, поскольку проходящего через резисторы R16, R18, R20, R22 тока не достаточно для питания контроллера TL494, драйвера IR2110 и включившейся обмотки рел — напряжение питания этих микросхем начнет уменьшаться и вскоре уменьшиться до величины, при которой TL494 перестанет вырабатывать импульсы управления. И именно до этого момента режим мягкого старта должен быть окончен и преобразователь должен выйти на нормальный режим работы, поскольку основное питание контроллер TL494 и дрейвер IR2110 получают от силового трансформатора (VD9, VD10 — выпрямитель со средней точкой, R23-C1-C3 — RC фильтр, IC3 — стабилизатор на 15 В) и именно поэтому конденсаторы C1, C3, C6, C19 имеют такие большие номиналы — они должны удерживать величину питания контроллера до выхода его на обычный режим работы.
Стабилизацию выходного напряжения TL494 осуществляет путем изменения длительности импульсов управления силовыми транзисторами при неизменной частоте — Широтно Импульсная Модуляция — ШИМ. Это возможно лишь при условии, когда величина вторичного напряжения силового трансформатора выше требуемой на выходе стабилизатора минимум на 30%, но не более 60%.
Рисунок 3. Принцип работы ШИМ стабилизатора.
При увеличении нагрузки выходное напряжение начинает уменьшаться, светодиод оптрона IС1 начинает светиться меньше, транзистор оптрона закрывается, уменьшая напряжение на усилителе ошибки и тем самым увеличивая длительность импульсов управления до тех пор, пока действующее напряжение не достигнет величины стабилизации (рисунок 3). При уменьшении нагрузки напряжение начнет увеличиваться, светодиод оптрона IC1 начнет светиться ярче, тем самым открывая транзистор и уменьшая длительность управляющих импульсов до тех пор, пока величина действующего значения выходного напряжения не уменьшиться до стабилизируемой величины. Величину стабилизируемого напряжения регулируют подстроечным резистором R26.
Следует отметить, что контроллером TL494 регулируется не длительность каждого импульса в зависимости от выходного напряжения, а лишь среднее значение, т.е. измерительная часть имеет некотрую инерционость. Однако даже при установленных конденсаторах во вторичном питании емкостью 2200 мкФ провалы питания при пиковых кратковременных нагрузках не превышают 5 %, что вполне приемлемо для аппаратуры HI-FI класса. Мы же обычно ставим конденсаторы во вторичном питании 4700 мкФ, что дает уверенный запас на пиковые значения, а использование дросселя групповой стабилизации позволяет контролировать все 4 выходных силовых напряжения.
Данный импульсный блок питания оснащен защитой от перегрузки, измерительным элементом которой служит трансформатор тока TV1. Как только ток достигнет критической величины открывается тиристор VS1 и зашунитрует питание оконечного каскада контроллера. Импульсы управления исчезают и блок питания переходит в дежурный режим, в котором может находиться довольно долго, поскольку тиристор VS2 продолжает оставаться открытым — тока протекающего через резисторы R16, R18, R20 и R22 хватает для удержание его в открытом состоянии. Как расчитать транформатор тока смотри здесь.
Для вывода блока питания из дежурного режима необходимо нажать кнопку SA3, которая своим контактами зашунтирует тиристор VS2, ток через него перестанет течь и он закроется. Как только контакты SA3 разомкнуться транзистор VT1 закроется тме самы снимая питания с контроллера и драйвера. Таким образом схема управления перейдет в режим минимального потребления — тиристор VS2 закрыт, следовательно реле К1 выключено, транзистор VT1 закрыт, следовательно контроллер и драйвер обесточены. Конденсаторы С1, С3, С6 и С19 начинают заряжаться и как только напряжение достигнет 12 В откроется тиристор VS2 и произойдет запуск импульсного блока питания.
При необходимости перевести блок питания в дежурный режим можно воспользоваться кнопкой SA2, при нажатии на которую будут соеденены база и эмиттер транзистора VT1. Транзистор закроется и обесточит контроллер и драйвер. Импульсы управления исчезнут, исчезнут и вторичные напряжения. Однако питание не будет снято с реле К1 и повторного запука преобразователя не произойдет.
Данная схемотехника позволяет собрать источники питания от 300-400 Вт до 2000Вт, разумеется, что некоторые элементы схемы придется заменить, поскольку по своим параметрам они просто не выдержат больших нагрузок.
При сборке более мощных вариантов следует обратить внимание на конденсаторы слаживающих фильтров первичного питания С15 и С16. Суммарная емкость этих конденсатоов должна быть пропорционалаьная мощности блока питания и соответствовать пропорции 1 Вт выходной мощности преобразователя напряжения соответствует 1 мкФ емкости конденсатора фильтра первичного питания. Другими словами, если мощность блока питания составляет 400 Вт, то должно использоваться 2 конденсатора по 220 мкФ, если мощность 1000 Вт, то необходимо устанавливать 2 конденсатора по 470 мкФ или два по 680 мкФ.
Данное требование имеет две цели. Во первых снижаются пульсации первичного напряжение питания, что облегчает стабилицацию выходного напряжения. Во вторых использование двух конденсаторов вместо одного облегчает работу самого конденсатора, поскольку электролитические конденсаторы серии ТК гораздо легче достать, а они не совсем предназначены для использования в высокочастотных блоках питания — слишком велико внутренне сопроивление и на больших частотах эти конденсаторы будут греться. Используя два штуки снижается внутреннее сопротивление, а возникающий нагрев делится уже между двумя конденсаторами.
При использовании в качестве силовых транзисторов IRF740, IRF840, STP10NK60 и им аналогичных (подробнее о наиболее часто используемых в сетевых преобразователях транзисторах смотри таблицу внизу страницы) от диодов VD4 и VD5 можно отказаться вообще, а номиналы резисторов R24 и R25 уменьшить до 22 Ом — мощности драйвера IR2110 вполне хватит для управления этими транзисторами. Если же собирается более мощный импульсный блок питания, то потребуются и более мощные транзисторы. Внимание следует обращать и на максимальный ток транзистора и на его мощность рассеивания — импульсные стабилизированные блоки питания весьма чувствительны к правильности поставлееного снабера и без него силовые транзисторы греются сильнее поскольку через установленные в транзисторах диоды начинают протекать токи образовавшиеся из за самоиндукции. Подробнее о выборе снабера ЗДЕСЬ.
Так же не малую лепту в нагрев вносит увеличивающееся без снабера время закрытия — транзистор дольше находится в линейном режиме.
Довольно часто забывают еще об одной особенности полевых транзисторов — с увеличением температуры их максимальный ток снижается, причем довольно сильно. Исходя из этого при выборе силовых транзисторов для импульсных блоков питания следует иметь минимум двухкратный запас по максимальному току для блоков питания усилителей мощности и трехкратный для устройств работающих на большую не меняющуюся нагрузку, например индукционную плавильню или декоративное освещение, запитку низковольтного электроинструмента.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1 (ДГС). Следует обратить внимание на направление обмоток данного дросселя. Количество витков должно быть пропорционально выходным напряжениям. Разумеется, что есть формулы для расчета данного моточного узла, однако опыт показал, что габаритная мощность сердечника для ДГС должна составлять 20-25% от габаритной мощности силового трансформатора. Мотать можно до заполнения окна примерно на 2/3, не забывая, что если выходные напряжения разные, то обмотка с более высоким напряжением должна быть пропорциоанально больше, например нужно два двуполярных напряжения, одно на ±35 В, а второе для питания сабвуфера с напряжением ±50 В.
Мотаем ДГС сразу в четыре провода до заполнения 2/3 окна считая витки. Диаметр расчитывается исходя из напряженности тока 3-4 А/мм2. Допустим у нас получилось 22 витка, составляем пропорцию:
22 витка / 35 В = Х витков / 50 В.
Х витков = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 виток
Далее обрезам два провода для ±35 В и доматываем еще 9 витков для напряжения ±50.
ВНИМАНИЕ! Помните, что качество стабилизации напрямую зависит от того как быстро будет изменяться напряжение к кторому подключен диод оптрона. Для улучшения коф стаилизации имеет смысл подключить дополнительную нагрузку к каждому напряжению в виде резисторов на 2 Вт и споротивлением 3,3 кОм. Нагрузочный резистор подключенный к напряжению, контролируемому оптроном должен быть меньше в 1,7…2,2 раза.
Моточные данные данные для сетевых импульсных источников питания на ферритовых кольцах проницаемостью 2000НМ сведены в таблицу 1.
| МОТОЧНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ РАСЧИТАНЫ ПО МЕТОДИКЕ ЭНОРАСЯНА Как показали многочисленные эксперименты количество витков можно смело уменьшать на 10-15 % без боязни входа сердечника в насыщение. |
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
Однако марку феррита узнать получается далеко не всегда, особенно если это феррит от строчных трансформаторов телевизоров. Выйти из ситуации можно выяснив количество витков опытным путем. Более подробно об этов в видео:
Используя приведенную выше схемотехнику импульсного блока питания были разработаны и опробованы несколько подмодификаций, предназначенные для решени той или иной задачи на различные мощности. Чертежи печатных платах этих блоков питания приведены ниже.
Печатная плата для импульсного стабилизированного блока питания мощностью до 1200…1500 Вт. Размер платы 269х130 mm. По сути это более усовершенствованный вариант предыдущей печатной платы. Отличается наличием дросселя групповой стабилизации позволяющим контролировать величену всех силовых напряжений, а так же дополнительным LC фильтром. Имеет управление вентилятором и защиту от перегрузки. Выходные напряжения состоят из двух двуполярных силовых источника и одного двуполярного слаботочного, предназначенного для питания предварительных каскадов.
Внешний вид печатной платы блока питания до 1500 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Стабилизированный импульсный сетевой блок питания мощностью до 1500…1800 Вт может быть выполне на печатной плате размером 272х100 mm. Блок питания расчитан под силовой трансформатор выполненный на кольцах К45 и расположенный горизонтально. Имеет два силовых двуполярных источника, которые могут объединиться в один источник для питания усилителя с двухуровневым питанием и один двуполярный слаботочный, для предварительных каскадов.
Печатная плата импульсного блока питания до 1800 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Этот блок питания может использоваться для питания от сети автомобильной аппаратуры большой мощности, например мощных автомобильных усилителей, автомобильных кондиционеров. Размеры платы 188х123. Используемые выпрямительные диоды Шотки паралеляться перемычками и выходной ток может достигать 120 А при напряжениии 14 В. Кроме этого блок питания может выдавать двуполярное напряжение с нагрузочной способностью до 1 А (больше не позволяют установленные интегральные стабилизаторы напряжения). Силовой трансформатор выполнен на кольца К45, фильтрующий дроссель силового напряжения на да двух кольцах К40х25х11. Встроена защита от перегрузки.
Внешний вид печатной платы блока питания для автомобильной аппаратуры СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Блок питания до 2000 Вт вы полнены на двух платах размером 275х99, расположенных друг над другом. Напряжение контролируется по одному напряжению. Имеет защиту от перегрузки. В файле имеются насколько вариантов «второго этажа» для двух двуполярных напряжений, для двух однополярных напряжений, для напряжений необходимых для двух и трех уровневых напряжений. Силовой трансформатор расположен горизонтально и выполнен на кольцах К45.
Внешний вид «двухэтажного» блока питания СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Блок питания с двумя двуполярными напряжениями или одним для двухуровневого усилителя выполнен на плате размером 277х154. Имет дроссель групповой стабилизации, защиту от перегрузки. Силовой трансформатора на кольцах К45 и расположен горизонтально. Мощность до 2000 Вт.
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Практически такой же блок питания, что и выше, но имеет одно двуполярное выходное напряжение.
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Импульсный блок питания имеет два силовых двуполярных стабилизированных напряжения и одно двуполярное слаботочное. Оснащен управлением вентилятора и зашитой от перегрузки. Имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фильтры. Мощность до 2000…2400 Вт. Плата имеет размеры 278х146 mm
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Печатная плата импульсного блока питания для усилителя мощности с двухуровневыми питанием размером 284х184 mm имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фиьтры, защиту от перегрузки и управление вентилятором. Отличительной чертой является использование дискретных транзисторов для ускорения закрытия силовых транзисторов. Мощность до 2500…2800 Вт.
Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя с двухуровневым питанием СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Несколько измененный вариант предыдущей печатной платы с двумя двуполярными напряжениями. Размер 285х172. Мощность до 3000 Вт.
Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Мостовой сетевой импульсный блок питания мощностью до 4000…4500 Вт выполнен на печатной плате размером 269х198 mm Имеет два двуполярных силовых напряжения, управление вентилятором и защиту от перегрузки. Использует дроссель групповой стабилизации. Желательно использование выносных дополнительных Lфильтров вторичного питания.
Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Места под ферриты на платах гораздо больше, чем могло бы быть. Дело в том, что далеко не всегда быват необходитьмость уходить за пределы звукового диапазона. Поэтому и предусмотрены дополнительные площади на платах. На всякий случай небольшая подборка справочных данных по силовым транзисторам и ссылки, где бы их стал покупать я. Кстати сказать уже не единожды заказывал и TL494 и IR2110, и конечно же силовые транзисторы. Брал правда далеко не весь ассортимент, однако брака пока не попадалось.
| ПОПУЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ | |||||||
| НАИМЕН-НИЕ | НАПРЯЖЕНИЕ | ТОК | СОПР-НИЕ | МОЩНОСТЬ | ЕМКОСТЬ ЗАТВОРА |
Qg (ПРОИЗ-ТЕЛЬ) |
КОРПУС |
| СЕТЕВЫЕ (220 V) | |||||||
| IRFBC30 | 600V | 3.6A | 1.8 Ω | 100W | 660pF | 17…23nC (ST) |  |
| IRFBC40 | 600V | 6.2A | 1 Ω | 125W | 1300pF | 38…50nC (ST) | |
| IRF740 | 400V | 10A | 0.48 Ω | 125W | 1400pF | 35…40nC (ST) | |
| IRF840 | 500V | 8A | 0.85 Ω | 125W | 1300pF | 39…50nC (ST) | |
| STP8NK80Z | 800V | 6A | 1.3 Ω | 140W | 1300pF | 46nC (ST) | |
| STP10NK60Z | 600V | 10A | 0.75 Ω | 115W | 1370pF | 50…70nC (ST) | |
| STP14NK60Z | 600V | 13A | 0.5 Ω | 160W | 2220pF | 75nC (ST) | |
| STP25NM50N | 550V | 22A | 0.14 Ω | 160W | 2570pF | 84nC (ST) | |
| IRFB18N50K | 500V | 17A | 0.26 Ω | 220W | 2830pF | 120nC (IR) | |
| SPA20N60C3 | 650V | 20A | 0.19 Ω | 200W | 2400pF | 87…114nC (IN) | |
| STP17NK40Z | 400V | 15A | 0.25 Ω | 150W | 1900pF | 65nC (ST) | |
| STP8NK80ZFP | 800V | 6A | 1.3 Ω | 30W | 1300pF | 46nC (ST) |  |
| STP10NK60FP | 600V | 10A | 0.19 Ω | 35W | 1370pF | 50…70nC (ST) | |
| STP14NK60FP | 600V | 13A | 0.5 Ω | 160W | 2220pF | 75nC (ST) | |
| STP17NK40FP | 400V | 15A | 0.25 Ω | 150W | 1900pF | 65nC (ST) | |
| STP20NM60FP | 600V | 20A | 0.29 Ω | 45W | 1500pF | 54nC (ST) | |
| IRFP22N60K | 600V | 22A | 0.24 Ω | 370W | 3570pF | 150nC (IR) |  |
| IRFP32N50K | 500V | 32A | 0.135 Ω | 460W | 5280pF | 190nC (IR) | |
| IRFPS37N50A | 500V | 36A | 0.13 Ω | 446W | 5579pF | 180nC (IR) | |
| IRFPS43N50K | 500V | 47A | 0.078 Ω | 540W | 8310pF | 350nC (IR) | |
| IRFP450 | 500V | 14A | 0.33 Ω | 190W | 2600pF | 150nC (IR) 75nC (ST) |
|
| IRFP360 | 400V | 23A | 0.2 Ω | 250W | 4000pF | 210nC (IR) | |
| IRFP460 | 500V | 20A | 0.27 Ω | 280W | 4200pF | 210nC (IR) | |
| SPW20N60C3 | 650V | 20A | 0.19 Ω | 200W | 2400pF | 87…114nC (IN) | |
| SPW35N60C3 | 650V | 34A | 0.1 Ω | 310W | 4500pF | 150…200nC (IN) | |
| SPW47N60C3 | 650V | 47A | 0.07 Ω | 415W | 6800pF | 252…320nC (IN) | |
| STW45NM50 | 550V | 45A | 0.1 Ω | 417W | 3700pF | 87…117nC (ST) | |
Настоятельно рекомендую почитать:
РАСЧЕТЫ ИМПУЛЬСНЫХ БЛОКОВ ПИТАНИЯ В EXCEL
Sorry, the comment form is closed at this time.